低壓大電流開關(guān)電源的設(shè)計(jì)

1 引言
　　　
　　為了以低的功耗獲得的速度和佳的能，要求電源電壓越來越低，瞬態(tài)能指標(biāo)越來越，因此對開關(guān)電源提出了越來越的要求。用原有的電路拓?fù)浼罢鞣绞揭巡荒墁F(xiàn)在的要求，為了適應(yīng)IC芯片發(fā)展的需要，人們開始研究新的電路拓?fù)?。因?yàn)檩敵鲭妷汉艿停?，同步整流自然成為這種低壓大電流電源的必然選擇，考濾到產(chǎn)品的復(fù)雜程度及產(chǎn)品，同步整流般選擇自驅(qū)動同步整流，能與自驅(qū)動同步整流電路較好結(jié)合的拓?fù)浯笾掠腥N：有源箝位正激變換器；互補(bǔ)半橋變換器；兩結(jié)構(gòu)變換器。與兩結(jié)構(gòu)變換器相比，有源箝位變換器和互補(bǔ)半橋變換器所用器件少，具有吸引力。這兩種變換器拓?fù)鋵?shí)現(xiàn)軟開關(guān)，工作頻率可以；變壓器的磁芯可以雙向磁化，磁芯的利用率。針對次整流電源輸出的-48V（36～72V）電壓，輸入電壓在較大（36～72V）的范圍內(nèi)變化時，互補(bǔ)的半橋電路副邊所得到的驅(qū)動電壓變化范圍太大，已不能適用來驅(qū)動MOSFET管。因此，有源箝位自驅(qū)動同步整流正激變換器是低壓大電流開關(guān)電源必然選擇的電路拓?fù)洹?

2　有源箝位同步整流正激變換器的拓?fù)浞治?br />　
　　有源箝位同步整流正激變換器的電路拓?fù)淙鐖D1所示，DC-DC有源箝位ZVS-PWM正激變換器在穩(wěn)態(tài)運(yùn)行時，個開關(guān)周期內(nèi)的主要參量波形如圖2。個開關(guān)周期內(nèi)大致可分為四個運(yùn)行模式，即：1）to

圖1　有源箝位同步整流正激式電路圖

　　1 模式1 （t0

　　在主開關(guān)S1開通前，箝位電容上的電壓為Vc1=DVin/（1-D）（為下正上負(fù)）。這階段，箝位開關(guān)S2關(guān)斷，箝位電容電流 ic1=0。 S1導(dǎo)通后，S1開關(guān)管的漏電位VD=0，變壓器磁芯正向激磁，激磁電流im由第三象限的-Im向*象限+Im過渡，iL1=im+Io/N,N為變壓器原副邊繞組匝數(shù)比N1/N2。變壓器原邊繞組電壓VP=VS，能量由輸入電源Vin經(jīng)過變壓器傳送到負(fù)載。

　　2 模式2?。╰1

　　S1斷開，S2仍關(guān)斷。磁場能量對S1輸出電容Cs充電。ip由Io/N降到零，iL1=im+ip,im≈Im；ic1<0。VD由0上升到 Vin+Vc1， Cs電壓達(dá)到Vin+Vc1，S1上的電壓被箝位在這水平；變壓器原邊繞組電壓VP從Vin變化到Vin–VD=-Vc1。 Vc1=DVin/（1-D）保持不變。

　　3 模式3　 （t2

　　主開關(guān)S1關(guān)斷，S2開通前，由于VD為正，箝位開關(guān)S2隨之可以ZVS開通，箝位電路運(yùn)行。箝位電容電壓Vc1=DVin/（1-D），由于變壓器磁場能量對箝位電容儲能的交換過程，使該電壓有變化，Vc1=Vc1+ΔV，ΔV表示充放電過程中箝位電容電壓紋波，主開關(guān)電壓箝定在Vc1+Vin水平。箝位電容電流-ic1=im=iL1;ip=0,im由*象限的+Im向第三象限-Im過渡，也即磁通復(fù)位過程。

　　4 模式4　（ t3

　　S1，S2關(guān)斷，磁場能量使S1結(jié)電容放電， VD由Vin+Vc1下降到零，創(chuàng)造了S1的ZVS條件。箝位電路斷開，ic1→0。iL1=im=-Im，ip=0。變壓器原邊繞組電壓Vp則從-Vc1變化到Vin。Vc1=DVin/（1-D）保持不變。

　　S1導(dǎo)通時間為DTs，變壓器原邊繞組承受電壓為Vin；S1關(guān)斷時間為（1-D）Ts，變壓器原邊繞組承受電壓為-Vc1。由伏秒平衡關(guān)系可得：DTsVin=（1-D）Vc1，即Vc1=DVin/（1-D）。
 

圖2　有源箝位同步整流正激變換器的主要參量波形

　　有源箝位正激變換器變壓器磁芯工作在雙向?qū)ΨQ磁化狀態(tài)，提了磁芯的利用率，箝位電容的穩(wěn)態(tài)電壓隨開關(guān)占空比而自動調(diào)節(jié)，因而占空比可大于 0.5；Vo時，主開關(guān)管?輔助開關(guān)應(yīng)力隨Vin的變化不大；所以，在占空比和開關(guān)應(yīng)力允許的范圍內(nèi)，能夠適應(yīng)輸入電壓較大變化范圍的情況。不足之處是增加了個管子，使得電路變得復(fù)雜。

3 電路參數(shù)的設(shè)計(jì)與計(jì)算公式

　　主電路拓?fù)淙鐖D1 所示，它的箝位電容電壓為：Vc1=DVin/（1-D），箝位電容的耐壓要大于此值，容量只要足夠大即可電路的正常工作，在制作中，選用的箝位電容容量為47μF。芯片選用UC3823N實(shí)現(xiàn)PWM，芯片開關(guān)電流加上斜波信號（由PWM輸出信號14腳生產(chǎn)）送至芯片的電流端（7腳）；電壓信號經(jīng)取樣電阻分壓和誤差放大器補(bǔ)償產(chǎn)生輸出信號（3腳），此信號與7腳信號比較后產(chǎn)生輸出占空比信號PWM,再由脈沖變壓器和原邊驅(qū)動器UC1707產(chǎn)生兩列互補(bǔ)驅(qū)動且死區(qū)可調(diào)的脈沖驅(qū)動變換器的主管S1和箝位管S2。合適的參數(shù)設(shè)計(jì)，尤其是電壓補(bǔ)償器及斜波補(bǔ)償?shù)倪x擇將使系統(tǒng)穩(wěn)定可靠地工作。

　　論分析及實(shí)踐，在設(shè)計(jì)有源箝位同步整流正激變換器時，需要計(jì)算參數(shù)，在實(shí)踐過程中，總結(jié)了套如何設(shè)計(jì)變換器的公式，以下給出這些公式，以便于參考。另外還要注意，用公式計(jì)算出來的值還要留出適當(dāng)?shù)脑６龋噪娫吹摹?/p>

　?。?）變壓器的初匝數(shù)N1

　　　　　　　　　　　　　　　　　 N1=U·D·104/f·△Bm·Ac

　　其中　U為輸入電壓；D為占空比； f為開關(guān)頻率；△Bm為磁感應(yīng)增量；Ac為磁芯的面積。

　　（2）變壓器的次匝數(shù)N2
　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　N2=N1·Vo/D
　　　　
　　其中　Vo為輸出電壓。
　　　
　?。?） 初電感量Lprim的確定
　　　　　　
　　　　　初電感量Lprim由下式?jīng)Q定
　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　 Lprim=uo·ua·N12·Ae/le
　　　　　　
　　式中，uo為真空磁導(dǎo)率；ua是振幅磁導(dǎo)率；N1是初繞組匝數(shù)；Ae是磁芯的截面積；le是磁路長度。

　　（4）　輸出電壓
　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　 Vo=D·Vin·N1/N2

　?。?） 輸出電感L和電容C的計(jì)算

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　 L=2.5R/f

　　取IL（peak）=1.1Io

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　C=△IL/8f△Vo

　　　　　　　　　　　　　　　　　　ESR（max）=△Vo/△IL

　　其中 △IL=0.2Io

　?。?） 導(dǎo)線的參數(shù)

　　　　導(dǎo)線的截面積與線徑d
　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　Sm=Ii/J
　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　di=1.13Sm1/2

　　其中　Ii為各繞組電流值（A）；J為電流密度，它是根據(jù)銅損計(jì)算出來的，根據(jù)工程實(shí)踐經(jīng)驗(yàn)，導(dǎo)線的電流密度在自然風(fēng)冷時選擇2-4（A/mm2）,而在強(qiáng)制風(fēng)冷時選擇3-5（A/mm2）,其值是適宜的。

　　計(jì)算所需導(dǎo)線直徑時，應(yīng)考慮趨膚效應(yīng)的影響。當(dāng)導(dǎo)線直徑大于2倍趨膚深度時，應(yīng)盡可能采用多股導(dǎo)線并繞。當(dāng)用n股導(dǎo)線并繞時，每股導(dǎo)線的直經(jīng)din按下列公式計(jì)算：
　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　 din=di/n1/2

　　銅線的趨膚深度△有以下經(jīng)驗(yàn)公式：
　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　 △=66.1/f1/2

　　用上述公式計(jì)算△后，與di相比較，在di大于2△時，應(yīng)采用多股導(dǎo)線并繞，n的大小以din不大于2△為好。

4 同步整流存在的問題及解決方案
　　　
　　同步整流的基礎(chǔ)是應(yīng)用MOSFET替代二管整流器，但MOSFET如用為開關(guān)具用雙向?qū)ǖ奶?。這特使得含有同步整流的變換器，在使用中產(chǎn)生了下述問題。
　　
4.1 應(yīng)用同步整流的變換器并聯(lián)運(yùn)行的問題
　　　　
　　同步整流般應(yīng)用在低壓大電流情況下，因而往往將多個具有同步整流的變換器并聯(lián)使用，當(dāng)并聯(lián)的兩個變換器輸出電壓不同，且差值達(dá)到值時，輸出電壓低的變換器的輸出電流將反向，輸出電壓的變換器就既給負(fù)載提供電流又為輸出電壓低的變換器提供電流，從而加大輸出電壓的變換器負(fù)荷，結(jié)果沒有達(dá)到并聯(lián)增大負(fù)載電流的目的。另外還有自振蕩問題，這將導(dǎo)致MOSFET的電壓應(yīng)力增加，給變換器輸出帶來諧波干擾。對這個問題，我們給電源設(shè)計(jì)了電壓調(diào)整端，輸出電壓在范圍內(nèi)連續(xù)可調(diào)，如用戶需要并聯(lián)運(yùn)行，只需將電壓地調(diào)整致即可。
　　
4.2 效率問題
　　　　
　　在輕載條件下，使用二管整流器的變換器會進(jìn)入電流不連續(xù)工件模式（DCM），但對于使用了同步整流的變換器，由于MOSFET的雙向?qū)ǎ沟秘?fù)載電流繼續(xù)反向流過輸出電感，并形成環(huán)路電流，造成了多余的損耗，了變換器在輕載條件下實(shí)現(xiàn)率。另外，當(dāng)輸入電壓變化時，效率也會發(fā)生較大的變化。這些都是變換器工作在不同的模式，造成了能流回饋。這些問題在文獻(xiàn) 7中有詳細(xì)的論述及解決方案。

5 實(shí)驗(yàn)結(jié)果
　　　　
　　應(yīng)用以上分析的電路拓?fù)浼半娐穮?shù)設(shè)計(jì)了臺二次電源模塊，樣機(jī)的參數(shù)如下：輸入電壓48V（36-72V），輸出電壓/電流為2.1/40A，開關(guān)頻率為250KHz，變壓器磁芯選用EC28鐵氧體，主開關(guān)管S1及箝位管S2選用IRF640，同步整流管選用IRL3803S，其通態(tài)電阻Rds為 6mΩ。在輸入電壓為48V時，滿載效率為85％。經(jīng)小批量生產(chǎn)及電路參數(shù)的微調(diào)，產(chǎn)品的各方面能均達(dá)到要求，現(xiàn)已開始批量生產(chǎn)。

6 結(jié)論

　　本文介紹了有源箝位自驅(qū)動同步整流正激變換器的工作原理，各電路參數(shù)及計(jì)算公式，采用這種電路拓?fù)洌芎芎玫膶?shí)現(xiàn)低壓大電流開關(guān)變換器。這種方案實(shí)現(xiàn)了率?，又實(shí)現(xiàn)了低壓大電流的輸出，了IT行業(yè)發(fā)展的需要，所以這種方案具有大的市場應(yīng)用價值。

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